基于功率穩(wěn)壓逆變電源的設計與應用
當時國內大多數選用的長延時熱脫扣試驗方案是通過變壓器直接對斷路器施加一個電壓以獲得檢驗電流。在檢驗進程中，由于電網電壓的波動、載流電路中引線電阻改動、負載本身電阻發(fā)熱改動，使檢驗電流隨之變化，難以滿足國家規(guī)范的需要。這篇文章介紹了一種功率穩(wěn)壓逆變電源，具有工作安穩(wěn)可靠、輸入功率因數高、輸出精度高、波形失真度小、效率高的利益。
標稱功率300W的逆變電源，用于家庭電風扇、電視機，以及往常照明等是不成問題的。300W逆變器，運用12V/60AH蓄電池向上述家用電器供電，一次充滿電后，可運用近5小時。不過，即使蓄電池電壓滿足，發(fā)起180立升的電冰箱仍有困難，因發(fā)起霎時間輸出電壓降低為不足180V而失利。電冰箱壓縮機標稱功率多為100W左右，實踐發(fā)起霎時間電流可達2A以上，若欲使發(fā)起霎時間降壓不非常明顯，有必要將輸出功率前進至600VA.如在增大輸出功率的一同，選用PWM穩(wěn)壓系統(tǒng)，可使發(fā)起霎時間降壓崎嶇明顯減小。不論電風扇仍是電冰箱，運用逆變電源供電時，均應在逆變器輸出端增設圖1中的LC濾波器，以改進波形，避免脈沖上升沿尖峰擊穿電機繞組。
選用雙極型開關管的逆變器，基極驅動電流基本上為開關電流的1/β，因此大電流開關電路有必要選用多級擴展，不只使電路復雜化，可靠性也變差并且跟著輸出功率的增大，開關管驅動電流需大于集電極電流的1/β，致使一般驅動IC無法直接驅動。雖然選用多級擴展可以抵達目的，可是波形失真卻明顯增大，然后致使開關管的導通/截止損耗也增大。當時處置大功率逆變電源及UPS的驅動方案，大多選用MOS FET管作開關器件.
MOSFET管的運用
這些年，金屬氧化物絕緣柵場效應管的制造技能飛速展開，使之漏源極耐壓(VDS)達kV以上，漏源極電流(IDS)達50A已粗茶淡飯，因此被廣泛用于高頻功率擴展和開關電路中。
除此而外，還有雙極性三極管與MOS FET管的混合產品，即所謂IGBT絕緣柵雙極晶體管。斷章取義，它屬MOS FET管作為前級、雙極性三極管作為輸出的組合器件。因此，IGBT既有絕緣柵場效應管的電壓驅動特性，又有雙極性三極管飽合壓降小和耐壓高的輸出特性，其關斷時間抵達0.4μs以下，VCEO抵達1.8kV,ICM抵達100A的水平，當時常用于電機變頻調速、大功率逆變器和開關電源等電路中。
一般中功率開關電源逆變器常用MOS FET管的并聯(lián)推挽電路。MOS FET管漏-源極間導通電阻，具有電阻的均流特性，并聯(lián)運用時不必外加均流電阻，漏源極直接并聯(lián)運用即可。而柵源極并聯(lián)運用，則每只MOS FET管有必要選用獨自的柵極隔絕電阻，避免各開關管柵極電容并聯(lián)構成總電容增大，致使充電電流增大，使驅動電壓的建立進程被推延，開關管導通損耗增大。
MOSFET的驅動
這些年，跟著MOSFET生產技能的改進，各種開關電源、改換器都廣泛選用MOS FET管作為高頻高壓開關電路，可是，專用于驅動MOS FET管的集成電路國內很少見。驅動MOSFET管的需要是，低輸出阻抗，內設灌電流驅動電路。所以，一般用于雙極型開關管的驅動IC不能直接用于驅動場效應管。
當時就世界計劃來說，可直接驅動MOSFET管的IC種類仍不多，單端驅動器常用的是UC3842系列，而用于推挽電路雙端驅動器有SG3525A(驅動N溝道場效應管)、SG3527A(驅動P溝道場效應管)和SG3526N(驅動N溝道場效應管)�？墒窃�開關電源快速展開的近40年中，究竟有了一大批優(yōu)秀的、功用完善的雙端輸出驅動IC.一同跟著MOSFET管運用廣泛，又開發(fā)了不少新電路，可將其用于驅動MOSFET管，處置MOSFET的驅動無非包含兩個內容：一是降低驅動IC的輸出阻抗;二是增設MOSFET管的灌電流通路。為此，不妨回想SG3525A、SG3527A、SG3526N以及單端驅動器UC3842系列的驅動級。
圖2a為上述IC的驅動輸出電路(以其間一路輸出為例)。振蕩器的輸出脈沖經或非門，將脈沖上升沿和降低沿輸出兩路時序不相同的驅動脈沖。在脈沖正程時間，Q1導通，Q2截止，Q1發(fā)射極輸出的正向脈沖，向開關管柵極電容充電，使漏-源極很快抵達導通閾值。當正程脈沖往后，若開關管柵-源極間充電電荷不能快速放完，將使漏源極驅動脈沖不能當即截止。為此，Q1截止后，或非門當即使Q2導通，為柵源極電容放電供應通路。此驅動方法中，Q1供應驅動電流，Q2供應灌電流(即放電電流)。Q1為發(fā)射極輸出器，其本身具有極低的輸出阻抗。
為了抵達上述需要，將一般用于雙極型開關管驅動輸出接入圖2b的外設驅動電路，也可以滿足MOS FET管的驅動需要。計劃驅動雙極型開關管的集成電路，常選用雙端圖騰柱式輸出兩路脈沖，即兩路輸出脈沖極性是相同的，以驅動推挽的兩只NPN型三極管。為了讓推挽兩管輪流導通，兩路驅動脈沖的時間次第不相同。假設第一路輸出正脈沖，經截止后，過一死區(qū)時間，第二路方初步輸出。兩路驅動級選用雙極型三極管集射極開路輸出，以便于獲得不相同的脈沖極性，用于驅動NPN型或PNP型開關管。
圖2b中接入了PNP型三極管Q和二極管D,其作用是分別使驅動電流和灌電流分路。
前級驅動IC內部緩沖器的發(fā)射極，在負載電阻R1上建立未倒相的正極性驅動脈沖使三極管Q截止。在驅動脈沖上升沿初步，正極性脈沖通過二極管D加到MOS FET開關管柵-源極，對柵源極電容CGS充電，當充電電壓抵達開關管柵極電壓閾值時，其漏源極導通。正脈沖持續(xù)期往后，IC內部緩沖擴展器發(fā)射極電平為零，輸出端將有必守時間的死區(qū)。此時，Q的發(fā)射極帶有CGS充電電壓，因此Q導通，CGS通過Q的ec極放電，Q的集電極電流為灌電流通路。R2為開關管的柵極電阻，目的是避免開關管的柵極在Q、D改換進程中懸空，否則其近似無窮大的高輸入阻抗極簡單被攪擾電平所擊穿。選用此方法運用一般雙端輸出集成電路，驅動MOS FET開關管，可以抵達比照志向的作用。為了降低導通/截止損耗，D應選用快速開關二極管.Q的集電極電流應根據開關管抉擇，若為了前進輸出功率，每路輸出選用多只MOS FET管并聯(lián)運用，則應選擇ICM滿足大的灌流三極管和高速開關二極管。
TL494運用
當時一切的雙端輸出驅動IC中，可以說美國德州儀器公司開發(fā)的TL494功用最完善、驅動才干最強，其兩路時序不相同的輸出總電流為SG3525的兩倍，抵達400mA.僅此一點，使輸出功率千瓦級及以上的開關電源、DC/DC改換器、逆變器，幾乎無一例外地選用TL494.雖然TL494計劃用于驅動雙極型開關管，可是當時絕大有些選用MOS FET開關管的設備，運用外設灌流電路，也廣泛選用TL494.為此，本節(jié)中將具體介紹其功用及運用電路。其內部方框圖如圖3所示。其內部電路功用、特征及運用方法如下：
A.內置RC守時電路設定頻率的獨立鋸齒波振蕩器，其振蕩頻率fo(kHz)=1.2/R(kΩ)。C(μF)，其最高振蕩頻率可達300kHz,既能驅動雙極性開關管，增設灌電流通路后，還能驅動MOS FET開關管。
B.內部設有比照器構成的死區(qū)時間控制電路，用外加電壓控制比照器的輸出電平，通過其輸出電平使觸發(fā)器翻轉，控制兩路輸出之間的死區(qū)時間。當第4腳電平升高時，死區(qū)時間增大。
C.觸發(fā)器的兩路輸出設有控制電路，使Q1、Q2既可輸出雙端時序不相同的驅動脈沖，驅動推挽開關電路和半橋開關電路，一同也可輸出同相序的單端驅動脈沖，驅動單端開關電路。
D.內部兩組徹底相同的過失擴展器，其同相輸入端均被引出芯片外，因此可以自由設定其基準電壓，以便運用于穩(wěn)壓取樣，或運用其間一種作為過壓、過流超閾值保護。
E.輸出驅動電流單端抵達400mA,能直接驅動峰值電流達5A的開關電路。雙端輸出脈沖峰值為2×200mA,參與驅動級即能驅動近千瓦的推挽式和橋式電路。
TL494的各腳功用及參數如下：第1、16腳為過失擴展器A1、A2的同相輸入端。最高輸入電壓不逾越VCC+0.3V.第2、15腳為過失擴展器A1、A2的反相輸入端�？山尤脒^失檢出的基準電壓。第3腳為過失擴展器A1、A2的輸出端。集成電路內部用于控制PWM比照器的同相輸入端，當A1、A2任一輸出電壓升高時，控制PWM比照器的輸出脈寬減小。一同，該輸出端還引出端外，以便與第2、15腳間接入RC頻率校正電路和直接負反饋電路，一則安穩(wěn)過失擴展器的增益，二則避免其高頻自激。另外，第3腳電壓反比于輸出脈寬，也可運用該端功用完結高電平保護。第4腳為死區(qū)時間控制端。當外加1V以下的電壓時，死區(qū)時間與外加電壓成正比。假設電壓逾越1V,內部比照器將關斷觸發(fā)器的輸出脈沖。第5腳為鋸齒波振蕩器外接守時電容端，第6腳為鋸齒波振蕩器外接守時電阻端，一般用于驅動雙極性三極管時需束縛振蕩頻率小于40kHz.第7腳為接地端。第8、11腳為兩路驅動擴展器NPN管的集電極開路輸出端。當第8、11腳接Vcc,第9、10腳接入發(fā)射極負載電阻到地時，兩路為正極性圖騰柱式輸出，用以驅動各種推挽開關電路。當第8、11腳接地時，兩路為同相位驅動脈沖輸出。第8、11腳和9、10腳可直接并聯(lián)，雙端輸出時最大驅動電流為2×200mA,并聯(lián)運用時最大驅動電流為400mA.第14腳為內部基準電壓精密穩(wěn)壓電路端。輸出5V±0.25V的基準電壓，最大負載電流為10mA.用于過失檢出基準電壓和控制形式的控制電壓。TL494的極限參數：最高霎時間工作電壓(12腳)42V,最大輸出電流250mA,最高過失輸入電壓Vcc+0.3V,檢驗/環(huán)境溫度≤45℃，最大容許功耗1W,最高結溫150℃，運用溫度計劃0~70℃，保留溫度-65~+150℃。
TL494的規(guī)范運用參數：Vcc(第12腳)為7~40V,Vcc1(第8腳)、Vcc2(第11腳)為40V,Ic1、Ic2為200mA,RT取值計劃1.8~500kΩ，CT取值計劃4700pF~10μF,最高振蕩頻率(fOSC)≤300kHz.
圖4為外刊介紹的運用TL494構成的400W大功率穩(wěn)壓逆變器電路。它激式改換有些選用TL494,VT1、VT2、VD3、VD4構成灌電流驅動電路，驅動兩路各兩只60V/30A的MOS FET開關管。如需前進輸出功率，每路可選用3~4只開關管并聯(lián)運用，電路不變。TL494在該逆變器中的運用方法如下：
第1、2腳構成穩(wěn)壓取樣、過失擴展系統(tǒng)，正相輸入端1腳輸入逆變器次級取樣繞組整流輸出的15V直流電壓，經R1、R2分壓，使第1腳在逆變器正常工作時有近4.7~5.6V取樣電壓。反相輸入端2腳輸入5V基準電壓(由14腳輸出)。當輸出電壓降低時，1腳電壓降低，過失擴展器輸出低電平，通過PWM電路使輸出電壓升高。正常時1腳電壓值為5.4V,2腳電壓值為5V,3腳電壓值為0.06V.此時輸出AC電壓為235V(方波電壓)。第4腳外接R6、R4、C2設定死區(qū)時間。正常電壓值為0.01V.第5、6腳外接CT、RT設定振蕩器三角波頻率為100Hz.正常時5腳電壓值為1.75V,6腳電壓值為3.73V.第7腳為共地。第8、11腳為內部驅動輸出三極管集電極，第12腳為TL494前級供電端，此三端通過開關S控制TL494的發(fā)起/中止，作為逆變器的控制開關。當S1關斷時，TL494無輸出脈沖，因此開關管VT4~VT6無任何電流。S1接通時，此三腳電壓值為蓄電池的正極電壓。第9、10腳為內部驅動級三極管發(fā)射極，輸出兩路時序不相同的正脈沖。正常時電壓值為1.8V.第13、14、15腳其間14腳輸出5V基準電壓，使13腳有5V高電平，控制門電路，觸發(fā)器輸出兩路驅動脈沖，用于推挽開關電路。第15腳外接5V電壓，構成過失擴展器反相輸入基準電壓，以使同相輸入端16腳構成高電平保護輸入端。此接法中，當第16腳輸入大于5V的高電平時，可通過穩(wěn)壓作用降低輸出電壓，或關斷驅動脈沖而完結保護。在它激逆變器中輸出超壓的可能性幾乎沒有，故該電路中第16腳未用，由電阻R8接地。
該逆變器選用容量為400VA的工頻變壓器，鐵芯選用45×60mm2的硅鋼片。初級繞組選用直徑1.2mm的漆包線，兩根并繞2×20匝。次級取樣繞組選用0.41mm漆包線繞36匝，中間抽頭。次級繞組按230V核算，選用0.8mm漆包線繞400匝。開關管VT4~VT6可用60V/30A任何類型的N溝道MOS FET管代替。VD7可用1N400X系列一般二極管。該電路幾乎不經調試即可正常工作。當C9正極端電壓為12V時，R1可在3.6~4.7kΩ之間選擇，或用10kΩ電位器 調整，使輸出電壓為額定值。如將此逆變器輸出功率增大為近600W,為了避免初級電流過大，增大電阻性損耗，宜將蓄電池改用24V,開關管可選用VDS為100V的大電流MOS FET管。需注意的是，寧可選用多管并聯(lián)，而不選用單只IDS大于50A的開關管，其原因是：一則報價較高，二則驅動太困難。主張選用100V/32A的2SK564,或選用三只2SK906并聯(lián)運用。一同，變壓器鐵芯截面需抵達50cm2,按一般電源變壓器核算方法算出匝數和線徑，或許選用廢UPS- 600中變壓器代用。如為電冰箱、電風扇供電，請勿忘掉參與LC低通濾波器。
由于這篇文章中的交流穩(wěn)流源實質上是一個電壓型電流源，即通過快速調度輸出電壓來完結輸出穩(wěn)流。當輸出開路時，輸出電壓會靈敏上升到到直流母線電壓附近，而不會像電流型電流源那樣升得很高。雖然如此，負載開路時，輸出電壓仍會靈敏上升，并致使輸出電壓以LC諧振頻率進行振蕩，這兩者均會致使輸出波形嚴肅畸變;此外，當輸出負載從頭接上時會致使輸出瞬態(tài)過流。因此，所描寫的交流穩(wěn)流逆變電源運用于低壓電器長延時熱脫扣試驗，適用于對斷路器、熱繼電器等低壓電器作長延時特性的校驗和檢驗。
標稱功率300W的逆變電源，用于家庭電風扇、電視機，以及往常照明等是不成問題的。300W逆變器，運用12V/60AH蓄電池向上述家用電器供電，一次充滿電后，可運用近5小時。不過，即使蓄電池電壓滿足，發(fā)起180立升的電冰箱仍有困難，因發(fā)起霎時間輸出電壓降低為不足180V而失利。電冰箱壓縮機標稱功率多為100W左右，實踐發(fā)起霎時間電流可達2A以上，若欲使發(fā)起霎時間降壓不非常明顯，有必要將輸出功率前進至600VA.如在增大輸出功率的一同，選用PWM穩(wěn)壓系統(tǒng)，可使發(fā)起霎時間降壓崎嶇明顯減小。不論電風扇仍是電冰箱，運用逆變電源供電時，均應在逆變器輸出端增設圖1中的LC濾波器，以改進波形，避免脈沖上升沿尖峰擊穿電機繞組。
選用雙極型開關管的逆變器，基極驅動電流基本上為開關電流的1/β，因此大電流開關電路有必要選用多級擴展，不只使電路復雜化，可靠性也變差并且跟著輸出功率的增大，開關管驅動電流需大于集電極電流的1/β，致使一般驅動IC無法直接驅動。雖然選用多級擴展可以抵達目的，可是波形失真卻明顯增大，然后致使開關管的導通/截止損耗也增大。當時處置大功率逆變電源及UPS的驅動方案，大多選用MOS FET管作開關器件.
MOSFET管的運用
這些年，金屬氧化物絕緣柵場效應管的制造技能飛速展開，使之漏源極耐壓(VDS)達kV以上，漏源極電流(IDS)達50A已粗茶淡飯，因此被廣泛用于高頻功率擴展和開關電路中。
除此而外，還有雙極性三極管與MOS FET管的混合產品，即所謂IGBT絕緣柵雙極晶體管。斷章取義，它屬MOS FET管作為前級、雙極性三極管作為輸出的組合器件。因此，IGBT既有絕緣柵場效應管的電壓驅動特性，又有雙極性三極管飽合壓降小和耐壓高的輸出特性，其關斷時間抵達0.4μs以下，VCEO抵達1.8kV,ICM抵達100A的水平，當時常用于電機變頻調速、大功率逆變器和開關電源等電路中。
一般中功率開關電源逆變器常用MOS FET管的并聯(lián)推挽電路。MOS FET管漏-源極間導通電阻，具有電阻的均流特性，并聯(lián)運用時不必外加均流電阻，漏源極直接并聯(lián)運用即可。而柵源極并聯(lián)運用，則每只MOS FET管有必要選用獨自的柵極隔絕電阻，避免各開關管柵極電容并聯(lián)構成總電容增大，致使充電電流增大，使驅動電壓的建立進程被推延，開關管導通損耗增大。
MOSFET的驅動
這些年，跟著MOSFET生產技能的改進，各種開關電源、改換器都廣泛選用MOS FET管作為高頻高壓開關電路，可是，專用于驅動MOS FET管的集成電路國內很少見。驅動MOSFET管的需要是，低輸出阻抗，內設灌電流驅動電路。所以，一般用于雙極型開關管的驅動IC不能直接用于驅動場效應管。
當時就世界計劃來說，可直接驅動MOSFET管的IC種類仍不多，單端驅動器常用的是UC3842系列，而用于推挽電路雙端驅動器有SG3525A(驅動N溝道場效應管)、SG3527A(驅動P溝道場效應管)和SG3526N(驅動N溝道場效應管)�？墒窃�開關電源快速展開的近40年中，究竟有了一大批優(yōu)秀的、功用完善的雙端輸出驅動IC.一同跟著MOSFET管運用廣泛，又開發(fā)了不少新電路，可將其用于驅動MOSFET管，處置MOSFET的驅動無非包含兩個內容：一是降低驅動IC的輸出阻抗;二是增設MOSFET管的灌電流通路。為此，不妨回想SG3525A、SG3527A、SG3526N以及單端驅動器UC3842系列的驅動級。
圖2a為上述IC的驅動輸出電路(以其間一路輸出為例)。振蕩器的輸出脈沖經或非門，將脈沖上升沿和降低沿輸出兩路時序不相同的驅動脈沖。在脈沖正程時間，Q1導通，Q2截止，Q1發(fā)射極輸出的正向脈沖，向開關管柵極電容充電，使漏-源極很快抵達導通閾值。當正程脈沖往后，若開關管柵-源極間充電電荷不能快速放完，將使漏源極驅動脈沖不能當即截止。為此，Q1截止后，或非門當即使Q2導通，為柵源極電容放電供應通路。此驅動方法中，Q1供應驅動電流，Q2供應灌電流(即放電電流)。Q1為發(fā)射極輸出器，其本身具有極低的輸出阻抗。
為了抵達上述需要，將一般用于雙極型開關管驅動輸出接入圖2b的外設驅動電路，也可以滿足MOS FET管的驅動需要。計劃驅動雙極型開關管的集成電路，常選用雙端圖騰柱式輸出兩路脈沖，即兩路輸出脈沖極性是相同的，以驅動推挽的兩只NPN型三極管。為了讓推挽兩管輪流導通，兩路驅動脈沖的時間次第不相同。假設第一路輸出正脈沖，經截止后，過一死區(qū)時間，第二路方初步輸出。兩路驅動級選用雙極型三極管集射極開路輸出，以便于獲得不相同的脈沖極性，用于驅動NPN型或PNP型開關管。
圖2b中接入了PNP型三極管Q和二極管D,其作用是分別使驅動電流和灌電流分路。
前級驅動IC內部緩沖器的發(fā)射極，在負載電阻R1上建立未倒相的正極性驅動脈沖使三極管Q截止。在驅動脈沖上升沿初步，正極性脈沖通過二極管D加到MOS FET開關管柵-源極，對柵源極電容CGS充電，當充電電壓抵達開關管柵極電壓閾值時，其漏源極導通。正脈沖持續(xù)期往后，IC內部緩沖擴展器發(fā)射極電平為零，輸出端將有必守時間的死區(qū)。此時，Q的發(fā)射極帶有CGS充電電壓，因此Q導通，CGS通過Q的ec極放電，Q的集電極電流為灌電流通路。R2為開關管的柵極電阻，目的是避免開關管的柵極在Q、D改換進程中懸空，否則其近似無窮大的高輸入阻抗極簡單被攪擾電平所擊穿。選用此方法運用一般雙端輸出集成電路，驅動MOS FET開關管，可以抵達比照志向的作用。為了降低導通/截止損耗，D應選用快速開關二極管.Q的集電極電流應根據開關管抉擇，若為了前進輸出功率，每路輸出選用多只MOS FET管并聯(lián)運用，則應選擇ICM滿足大的灌流三極管和高速開關二極管。
TL494運用
當時一切的雙端輸出驅動IC中，可以說美國德州儀器公司開發(fā)的TL494功用最完善、驅動才干最強，其兩路時序不相同的輸出總電流為SG3525的兩倍，抵達400mA.僅此一點，使輸出功率千瓦級及以上的開關電源、DC/DC改換器、逆變器，幾乎無一例外地選用TL494.雖然TL494計劃用于驅動雙極型開關管，可是當時絕大有些選用MOS FET開關管的設備，運用外設灌流電路，也廣泛選用TL494.為此，本節(jié)中將具體介紹其功用及運用電路。其內部方框圖如圖3所示。其內部電路功用、特征及運用方法如下：
A.內置RC守時電路設定頻率的獨立鋸齒波振蕩器，其振蕩頻率fo(kHz)=1.2/R(kΩ)。C(μF)，其最高振蕩頻率可達300kHz,既能驅動雙極性開關管，增設灌電流通路后，還能驅動MOS FET開關管。
B.內部設有比照器構成的死區(qū)時間控制電路，用外加電壓控制比照器的輸出電平，通過其輸出電平使觸發(fā)器翻轉，控制兩路輸出之間的死區(qū)時間。當第4腳電平升高時，死區(qū)時間增大。
C.觸發(fā)器的兩路輸出設有控制電路，使Q1、Q2既可輸出雙端時序不相同的驅動脈沖，驅動推挽開關電路和半橋開關電路，一同也可輸出同相序的單端驅動脈沖，驅動單端開關電路。
D.內部兩組徹底相同的過失擴展器，其同相輸入端均被引出芯片外，因此可以自由設定其基準電壓，以便運用于穩(wěn)壓取樣，或運用其間一種作為過壓、過流超閾值保護。
E.輸出驅動電流單端抵達400mA,能直接驅動峰值電流達5A的開關電路。雙端輸出脈沖峰值為2×200mA,參與驅動級即能驅動近千瓦的推挽式和橋式電路。
TL494的各腳功用及參數如下：第1、16腳為過失擴展器A1、A2的同相輸入端。最高輸入電壓不逾越VCC+0.3V.第2、15腳為過失擴展器A1、A2的反相輸入端�？山尤脒^失檢出的基準電壓。第3腳為過失擴展器A1、A2的輸出端。集成電路內部用于控制PWM比照器的同相輸入端，當A1、A2任一輸出電壓升高時，控制PWM比照器的輸出脈寬減小。一同，該輸出端還引出端外，以便與第2、15腳間接入RC頻率校正電路和直接負反饋電路，一則安穩(wěn)過失擴展器的增益，二則避免其高頻自激。另外，第3腳電壓反比于輸出脈寬，也可運用該端功用完結高電平保護。第4腳為死區(qū)時間控制端。當外加1V以下的電壓時，死區(qū)時間與外加電壓成正比。假設電壓逾越1V,內部比照器將關斷觸發(fā)器的輸出脈沖。第5腳為鋸齒波振蕩器外接守時電容端，第6腳為鋸齒波振蕩器外接守時電阻端，一般用于驅動雙極性三極管時需束縛振蕩頻率小于40kHz.第7腳為接地端。第8、11腳為兩路驅動擴展器NPN管的集電極開路輸出端。當第8、11腳接Vcc,第9、10腳接入發(fā)射極負載電阻到地時，兩路為正極性圖騰柱式輸出，用以驅動各種推挽開關電路。當第8、11腳接地時，兩路為同相位驅動脈沖輸出。第8、11腳和9、10腳可直接并聯(lián)，雙端輸出時最大驅動電流為2×200mA,并聯(lián)運用時最大驅動電流為400mA.第14腳為內部基準電壓精密穩(wěn)壓電路端。輸出5V±0.25V的基準電壓，最大負載電流為10mA.用于過失檢出基準電壓和控制形式的控制電壓。TL494的極限參數：最高霎時間工作電壓(12腳)42V,最大輸出電流250mA,最高過失輸入電壓Vcc+0.3V,檢驗/環(huán)境溫度≤45℃，最大容許功耗1W,最高結溫150℃，運用溫度計劃0~70℃，保留溫度-65~+150℃。
TL494的規(guī)范運用參數：Vcc(第12腳)為7~40V,Vcc1(第8腳)、Vcc2(第11腳)為40V,Ic1、Ic2為200mA,RT取值計劃1.8~500kΩ，CT取值計劃4700pF~10μF,最高振蕩頻率(fOSC)≤300kHz.
圖4為外刊介紹的運用TL494構成的400W大功率穩(wěn)壓逆變器電路。它激式改換有些選用TL494,VT1、VT2、VD3、VD4構成灌電流驅動電路，驅動兩路各兩只60V/30A的MOS FET開關管。如需前進輸出功率，每路可選用3~4只開關管并聯(lián)運用，電路不變。TL494在該逆變器中的運用方法如下：
第1、2腳構成穩(wěn)壓取樣、過失擴展系統(tǒng)，正相輸入端1腳輸入逆變器次級取樣繞組整流輸出的15V直流電壓，經R1、R2分壓，使第1腳在逆變器正常工作時有近4.7~5.6V取樣電壓。反相輸入端2腳輸入5V基準電壓(由14腳輸出)。當輸出電壓降低時，1腳電壓降低，過失擴展器輸出低電平，通過PWM電路使輸出電壓升高。正常時1腳電壓值為5.4V,2腳電壓值為5V,3腳電壓值為0.06V.此時輸出AC電壓為235V(方波電壓)。第4腳外接R6、R4、C2設定死區(qū)時間。正常電壓值為0.01V.第5、6腳外接CT、RT設定振蕩器三角波頻率為100Hz.正常時5腳電壓值為1.75V,6腳電壓值為3.73V.第7腳為共地。第8、11腳為內部驅動輸出三極管集電極，第12腳為TL494前級供電端，此三端通過開關S控制TL494的發(fā)起/中止，作為逆變器的控制開關。當S1關斷時，TL494無輸出脈沖，因此開關管VT4~VT6無任何電流。S1接通時，此三腳電壓值為蓄電池的正極電壓。第9、10腳為內部驅動級三極管發(fā)射極，輸出兩路時序不相同的正脈沖。正常時電壓值為1.8V.第13、14、15腳其間14腳輸出5V基準電壓，使13腳有5V高電平，控制門電路，觸發(fā)器輸出兩路驅動脈沖，用于推挽開關電路。第15腳外接5V電壓，構成過失擴展器反相輸入基準電壓，以使同相輸入端16腳構成高電平保護輸入端。此接法中，當第16腳輸入大于5V的高電平時，可通過穩(wěn)壓作用降低輸出電壓，或關斷驅動脈沖而完結保護。在它激逆變器中輸出超壓的可能性幾乎沒有，故該電路中第16腳未用，由電阻R8接地。
該逆變器選用容量為400VA的工頻變壓器，鐵芯選用45×60mm2的硅鋼片。初級繞組選用直徑1.2mm的漆包線，兩根并繞2×20匝。次級取樣繞組選用0.41mm漆包線繞36匝，中間抽頭。次級繞組按230V核算，選用0.8mm漆包線繞400匝。開關管VT4~VT6可用60V/30A任何類型的N溝道MOS FET管代替。VD7可用1N400X系列一般二極管。該電路幾乎不經調試即可正常工作。當C9正極端電壓為12V時，R1可在3.6~4.7kΩ之間選擇，或用10kΩ電位器 調整，使輸出電壓為額定值。如將此逆變器輸出功率增大為近600W,為了避免初級電流過大，增大電阻性損耗，宜將蓄電池改用24V,開關管可選用VDS為100V的大電流MOS FET管。需注意的是，寧可選用多管并聯(lián)，而不選用單只IDS大于50A的開關管，其原因是：一則報價較高，二則驅動太困難。主張選用100V/32A的2SK564,或選用三只2SK906并聯(lián)運用。一同，變壓器鐵芯截面需抵達50cm2,按一般電源變壓器核算方法算出匝數和線徑，或許選用廢UPS- 600中變壓器代用。如為電冰箱、電風扇供電，請勿忘掉參與LC低通濾波器。
由于這篇文章中的交流穩(wěn)流源實質上是一個電壓型電流源，即通過快速調度輸出電壓來完結輸出穩(wěn)流。當輸出開路時，輸出電壓會靈敏上升到到直流母線電壓附近，而不會像電流型電流源那樣升得很高。雖然如此，負載開路時，輸出電壓仍會靈敏上升，并致使輸出電壓以LC諧振頻率進行振蕩，這兩者均會致使輸出波形嚴肅畸變;此外，當輸出負載從頭接上時會致使輸出瞬態(tài)過流。因此，所描寫的交流穩(wěn)流逆變電源運用于低壓電器長延時熱脫扣試驗，適用于對斷路器、熱繼電器等低壓電器作長延時特性的校驗和檢驗。
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| ^ 基于功率穩(wěn)壓逆變電源的設計與應用 |