基于功率因數(shù)校正的離線式開關(guān)電源設(shè)計
離線式開關(guān)電源通常應(yīng)用整流橋和輸入濾波電容從輸入吸收能量，大電容在接近交流輸入峰值處充電以給為逆變提供能量的未經(jīng)調(diào)整的BUS提供能量。電容的容量必須足夠大，當整流后半期內(nèi)線電壓低于BUS電壓時，僅由它向后續(xù)提供能量。
不幸的是，有輸入濾波電容會導(dǎo)致輸入電流波形不在是正弦，而是一很窄的峰值很高的電流波形，輸入功率僅有0.5"0.65，嚴重的畸變導(dǎo)致電網(wǎng)污染。線電流有效值可達兩倍相同正弦電流有效值。120V，15A的線路甚至不能在不導(dǎo)致電路斷路器動作時提供1Kwde輸入功率。而高功率因數(shù)校正卻能夠提供幾乎是其兩倍的功率，并且損耗很低，因此在許多領(lǐng)域內(nèi)，高功率因數(shù)校正器成為一需求。
本文所述的高PFC放置于輸入整流和BUS電容之間，工作頻率遠大于線電壓頻率，校正器吸收正弦半波輸入電流，相位與線電壓相位相同通過BUS直流電壓與參考電壓的比較控制電流。
結(jié)果是：
1、改善功率因數(shù)到0.95"0.99。
2、較少諧波(如果需要可〈3%〉。
3、無間斷運行于90"270V線電壓范圍。
4、嚴格控制BUS電容，使其電壓波動范圍很小，允許逆變器的低成本，高效設(shè)計。
5、減小濾波電容，降低了成本。
6、減小充電電流有效值，提高電容可靠性。
基本運行原理：
本文假定PFC工作頻率為fs=100khz，電網(wǎng)頻率為60hz，校正器吸收隨正弦半波電壓成正比變化的電流以獲得功率因數(shù)接近1的輸入。因此在整流橋輸入端電流與電壓同相位。當然，這只是用純電阻負載。擁有這種功能的校正電路叫做“電阻競爭者”。
輸入電流控制通過乘法器，讓表征整流輸入線電壓波形的正弦半波與控制電壓相乘，得到VERR，VERR在每個半波內(nèi)必須恒定，因此可以控制VERR來控制RMS輸入電流，以控制每半個周期從電網(wǎng)吸收的能量。VERR代表VDC與參考電壓的偏差，經(jīng)放大轉(zhuǎn)變成誤差放大器的輸出。當VDC低時，VERR變大，增大輸入功率以彌補濾波電容上能量的損失。
功率變換：盡管校正器輸入電流波形時正弦波，但它的輸出電流ichg是個正弦的平方的函數(shù),通過思考校正器的輸入/輸出功率而非輸入/輸出電壓可以得到各個運行參數(shù)。假定為高輸入功率因數(shù)校正，其頻率遠大于工頻，在校正器上儲存和消耗的能量忽略不計(電感儲存的能量在每個開關(guān)周期上通常大于其傳遞的能量，但是在每工頻半周期內(nèi)可以忽略)。因此輸入與輸出功率相等。
BOOST電路：
最常用的HPFC電路，輸出必須總大于輸入暫態(tài)值。輸入電流不需要關(guān)斷，由于電感的存在很小，減小了線路污染和EMI，另外線路的SPIKE被電感吸收，增加了系統(tǒng)可靠性。電流連續(xù)模式下，輸入電感使電流控制模式得以很好應(yīng)用以控制輸入電流正弦(電流控制實際市控制電感電流)
晶體的位置使得其容易驅(qū)動，因為S和E極參考控制電路和電容的共同端。晶體最大電壓為電容電壓。
其最大的缺點是不能限流，因為其在輸入和輸出間沒有串聯(lián)開關(guān)。不能控制過載和啟動過電流，只有通過后續(xù)逆變部分提供保護。
還有，當輸入電壓比輸出電壓高的時候，其不起作用，這種情況發(fā)生在每次供電設(shè)備開機和線電壓足夠長時間的紊亂的時候。軟啟動沒有作用，因為在這種情況下BOOST電路不運行。晶體一直關(guān)斷，但是輸入電流將上升，其峰值將大于幾倍額定電流值，導(dǎo)致電感飽和，除非另加限流電路。
必須加入斜坡補償，以防止在D大于0.5(VIN〈VDC/2〉時系統(tǒng)不穩(wěn)定。因為電感電流隨輸入電壓變化，所以斜坡補償很難控制，這個問題可以通過降低電流內(nèi)環(huán)帶寬避免，以致電感電流平均值被直接控制，而不是截取峰值電流。因為開關(guān)頻率遠大于電網(wǎng)頻率，所以有很大的空間去控制電流環(huán)的帶寬。
不連續(xù)的電感電流模式不能用在HPFC電路中，因為在峰值輸入電壓處電感電流下降很窄，因此紋波電流很小。但是在HPFC在輸入電壓峰值處，線電流也在其峰值處。擁有高峰值電流低紋波，電感電流必須連續(xù)。
BUCK電路
由于BUCK電路要求輸入總大于輸出，所以其不用在HPFC中。在輸入電流為正弦半波時候，當其變化的電壓數(shù)值小于BUS電壓時，其停止工作。雖然如此，但是BUCK拓撲在做限流時非常有用(母線有開關(guān)管)，其可以作為BOOST的一個補充。
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