高頻高壓線性放大器相關(guān)技術(shù)結(jié)論與探討
（1）前言
高頻高壓線性放大器常應(yīng)用在物理領(lǐng)域中，如壓電傳感器、光電調(diào)制器、液晶顯示器等。本文介紹的電路系用在CO2 線性調(diào)頻脈沖激光器中。為了達到要求的頻率范圍，晶體端電壓必須達到7KV，頻率在500HZ—7KHZ, 非線性誤差小于0.1%，直流48V供電時功耗不大于60W。
此電路的關(guān)鍵指標是三角波的保真度。此電路的負載具有明顯的容性，晶體附加連接線的總電容約為50pf，它要求在正負半周內(nèi)能送出或吸收數(shù)MA的恒定電流，此外還要求型號頻帶寬度位數(shù)MHZ。如此具有高綜合指標的電路以往還很少見。
（2）設(shè)計要點
眾所周知，電容的端電壓與流過它的電流由下式?jīng)Q定：
I = CLdv/dt
當前要求用驅(qū)動電路供給“推、拉”電流，驅(qū)動負載，如果在低壓工作條件下，可以使用B類拓撲電路實現(xiàn)，而且功耗小、電路簡單；但此處要求工作在數(shù)千伏的高壓下，是行不通的，因為電壓低的驅(qū)動級和高壓輸出級間必須有很高的直流絕緣。固然，采用光電隔離是可行的，然而其非線性會引起工作不穩(wěn)定，特別是不能開環(huán)工作，必須加閉環(huán)反饋。
采用級聯(lián)輸出方式的A類推挽放大器則不會有上述問題。但存在的缺點是必須提供較大的靜態(tài)電流，從而導(dǎo)致功耗增大。實際上，在用三角波電壓驅(qū)動電容負載的條件下，采用B類和A類推挽電路作輸出各有長短；B類推挽功耗及靜態(tài)電流小，但線性度差，而A類推挽電路恰好相反，同時要求由較高的直流電源供電。綜合考慮極間耦合的易行性和功耗的適度性兩個因素，取其折中方案即如圖1所示采用恒流源代替具有充電負載的A類拓撲電路。該電路在最大轉(zhuǎn)換功率時的功耗僅為B類推挽電路的兩倍。
在此電路中，晶體電容為CX，連接電纜電容為20—30PF, 用兩個3.5KV的高壓電源以反相橋方式向放大器供電，可在70μs 的時間內(nèi)提供7KV的電壓偏移量。即獲得
dv/dt＝100V/μs,
I0＝(CX+C0/2)dv/dt＝4MA
這樣每個放大器的功耗是14W，兩個便是28W。此值比預(yù)設(shè)的60W小，甚至在DC/DC轉(zhuǎn)換效率為50%時仍然能滿足要求。對于無源設(shè)備，其輸出電容大體上可以認為與最大電流變化率呈線性關(guān)系。但此線路的AC功能不理想，故須另辟新徑，找出更好的解決方法。
圖二所提供的正是一個較理想的線路。它的輸出級采用多級MOSFET串聯(lián),它們具有相近的電氣性能參數(shù)特別是耐壓值盡量一致。以往的資料介紹過使用SIPMOS，BSS125或BSS135等N溝道MOSFET或耗盡型MOS是比較理想的。實驗表明該電路寄生電容小，允許使用高阻值的偏移電阻，而且功耗和電源成本都比較小。
（3）放大電路
3.1 多級MOSFET串接
該恒流源由12只MOSFET, Q13—Q24和連接它們的偏移電阻組成。Q13是耗盡型MOSFET，R3和R4是預(yù)偏置電阻，用來調(diào)節(jié)各級的偏移電壓；Q14—Q24 是提升電壓部分，做自動跟蹤調(diào)節(jié)電壓用，以保證各級漏源間及漏柵間電壓小于300伏，在這樣的條件下，每個單元的功耗均小于1W；同樣“吸電流”電路部分由Q1—Q12組成，他是被運算放大器輸出端電壓直接控制的。
3.2 反饋網(wǎng)絡(luò)
輸出電壓的恒定分量是通過分壓器R1,CI,R2,C2取得的，并加到高頻模擬運放芯片IC1 AD 840的反相端上，這4個元件的調(diào)整對于獲得最佳放大功能至為重要。R1,CI 必須能經(jīng)受輸出的全部電壓，元件本身參數(shù)的變化都會影響輸出電壓的線性度，同時也會導(dǎo)致諧波失真加大，電阻R1, 10MΩ必須選用WELWYN T43系列產(chǎn)品，其電阻電壓系數(shù)低，僅為10-6Ω/V，C1與R1并聯(lián)在于減少R1分布電容的影響。此外，電路中的負反饋網(wǎng)絡(luò)只靠C2無法取得良好的補償。C4是射頻微波電容，5μf，耐壓2.5KV其介質(zhì)損耗小，電壓系數(shù)也小，比較理想。未了取得較高的熱穩(wěn)定性，R2,C2均須使用優(yōu)質(zhì)器件。這樣配置可得到比較理想的頻率補償，使設(shè)備的各項指標滿足要求，最終達到預(yù)期效果。
經(jīng)測定，此系統(tǒng)的閉環(huán)增益為350.
3.3 穩(wěn)定性及補償
系統(tǒng)對小信號的響應(yīng)取決于運放與串級MOSFET輸出級（包括負載）的傳遞函數(shù)乘積。如調(diào)節(jié)不當，系統(tǒng)一旦閉環(huán)就有可能出現(xiàn)震蕩，為防止這種情況出現(xiàn)，應(yīng)當通過調(diào)整局部反饋電容C3的大小擴展放大器的頻帶，并用C4提升頻帶的高端頻率，使帶寬至少超過1MHZ。
3.4 調(diào)整電流
預(yù)置電阻R3及R4是控制來自級聯(lián)MOSFET放大器上半部的源電流，即“推電流”，用R3 調(diào)Q13的偏壓調(diào)整最大充電電流的幅度；電阻R4 決定“吸電流”的大�。ㄔ撾娏饔韶撦d流如放大器，在輸出端與推電流方向相反）。注意，在負載放電的半周期中Q13 關(guān)斷，可以看出此時的串級式MOSFET的工作狀態(tài)就和B類推挽放大器類似了，從而減低了設(shè)備的功耗，提高了電源的效率。實驗中還發(fā)現(xiàn)如R4太大，則系統(tǒng)的線性度和穩(wěn)定性受損；由于
MOS閾值電壓具有負溫度特性，故Q13 對于溫度變化也是比較敏感，這樣也就對穩(wěn)定性產(chǎn)生一些影響。第三，R5 相對于分壓器的其他電阻應(yīng)當小一些，這樣可以降低Q13 的平均功耗，從而使溫度穩(wěn)定度得到提高。
3.5 影響輸出電壓變動的因素
串級MOSFET輸出級的上下臂中的每個管子的飽和電壓在50伏左右，它相對于最大的輸出電壓來說影響不大；
可控的最大負載電流在一定程度上取決于瞬間輸出電壓，甚至在負載為純?nèi)菪詴r，流過偏流電阻的電流實際上也被串級MOSFET分流。當輸出端相對輸出中點電壓最大時，此分流電流之值約為 1.5MA，但這對于較大正弦信號的響應(yīng)特性幾乎沒有影響；如果負載中含有電阻成分，則最大充電電流值將會小一些。
運算放大器輸入端的偏移電壓的大小會影響輸出端中點的靜態(tài)電流值，建議IC2使用芯片2951可調(diào)電壓穩(wěn)壓器，而且它和信號源耦合是交流的。實驗表明此電路能保證輸出電壓的線性范圍最大化；同時保證無論設(shè)備工作在靜態(tài)或是動態(tài)時各級MOS的功耗均衡。
4、.測試方法:
從略。
5．.結(jié)論與探討
5.1 初步調(diào)試
在給定負載下為獲取最佳充電電流即最大設(shè)備效率，先將R3和R4調(diào)到適當值。為此
①將高端（HT）電壓先調(diào)到1000伏，以減小調(diào)整過程中的難度，同時也減小調(diào)整過程中的功耗；
②調(diào)輸入直流偏壓，將輸出靜態(tài)電壓為電源電壓1/2；
③R4暫調(diào)成零，R3調(diào)到最大值，輸出電流約為10MA；再調(diào)R4將工作電流減到6MA左右；
④升高電源電壓到額定，重調(diào)輸入偏壓。
⑤調(diào)反饋元件R2和C2以獲得最佳頻率響應(yīng)和閉環(huán)增益；
以上最佳狀態(tài)只是在方波小信號的情況下調(diào)得的，最后還要在大信號下細致調(diào)整。
如負載電容地域20PF，調(diào)整過程會更難一些。但無論如何，通過調(diào)整C3、C4可以在穩(wěn)定性和帶寬是能夠找到一個較好的折中方案。
5.2 小信號性能
圖三是小信號電壓增益和相位滯后對頻率的依存關(guān)系，輸入信號峰峰值為10MV,單端輸出電路的總電容為50pf,全程增益變化僅為±0.5db,頻寬1.0MHZ頻帶中點的增益量是50.8db,當頻率升到2.0MHZ,增益迅速降到4.0db。此結(jié)果符合要求。
從圖3中還可看出其相位特性，其滯后角度與頻率成正比。
5.3 諧波失真
見圖4所示是輸出電壓的二次諧波失真V(2F)相對基波V(F)的關(guān)系曲線；當輸入正弦電壓的條件下，此曲線近似是拋物線。P-P為峰峰值。從圖中可以看出在全程輸出（3.4KV）范圍內(nèi)，諧波失真小于0.04%，測試結(jié)果其他各項指標也符合要求。
5.4 輸出電容
5.5 三角波品質(zhì)指標
5.6 溫度穩(wěn)定性及噪音指標
6.結(jié)論
本文介紹的高壓高頻放大器能向電容負載以單端形式輸出峰峰值為3.4千伏的三角波電壓，充放電電流為8.0MA；并具有良好的大、小信號的響應(yīng)狀態(tài)。在大信號是諧波失真包含基波和二次諧波兩部分，在全程范圍內(nèi)小于0.04%，三角波的線性失真度為±0.01%（試驗頻率為1.0KHZ），在高頻工作條件下，相位失真是主要的。當負載電容為50pf,頻率升到7.0KHZ時，線性度降到±0.3%。
高頻高壓線性放大器常應(yīng)用在物理領(lǐng)域中，如壓電傳感器、光電調(diào)制器、液晶顯示器等。本文介紹的電路系用在CO2 線性調(diào)頻脈沖激光器中。為了達到要求的頻率范圍，晶體端電壓必須達到7KV，頻率在500HZ—7KHZ, 非線性誤差小于0.1%，直流48V供電時功耗不大于60W。
此電路的關(guān)鍵指標是三角波的保真度。此電路的負載具有明顯的容性，晶體附加連接線的總電容約為50pf，它要求在正負半周內(nèi)能送出或吸收數(shù)MA的恒定電流，此外還要求型號頻帶寬度位數(shù)MHZ。如此具有高綜合指標的電路以往還很少見。
（2）設(shè)計要點
眾所周知，電容的端電壓與流過它的電流由下式?jīng)Q定：
I = CLdv/dt
當前要求用驅(qū)動電路供給“推、拉”電流，驅(qū)動負載，如果在低壓工作條件下，可以使用B類拓撲電路實現(xiàn)，而且功耗小、電路簡單；但此處要求工作在數(shù)千伏的高壓下，是行不通的，因為電壓低的驅(qū)動級和高壓輸出級間必須有很高的直流絕緣。固然，采用光電隔離是可行的，然而其非線性會引起工作不穩(wěn)定，特別是不能開環(huán)工作，必須加閉環(huán)反饋。
采用級聯(lián)輸出方式的A類推挽放大器則不會有上述問題。但存在的缺點是必須提供較大的靜態(tài)電流，從而導(dǎo)致功耗增大。實際上，在用三角波電壓驅(qū)動電容負載的條件下，采用B類和A類推挽電路作輸出各有長短；B類推挽功耗及靜態(tài)電流小，但線性度差，而A類推挽電路恰好相反，同時要求由較高的直流電源供電。綜合考慮極間耦合的易行性和功耗的適度性兩個因素，取其折中方案即如圖1所示采用恒流源代替具有充電負載的A類拓撲電路。該電路在最大轉(zhuǎn)換功率時的功耗僅為B類推挽電路的兩倍。
在此電路中，晶體電容為CX，連接電纜電容為20—30PF, 用兩個3.5KV的高壓電源以反相橋方式向放大器供電，可在70μs 的時間內(nèi)提供7KV的電壓偏移量。即獲得
dv/dt＝100V/μs,
I0＝(CX+C0/2)dv/dt＝4MA
這樣每個放大器的功耗是14W，兩個便是28W。此值比預(yù)設(shè)的60W小，甚至在DC/DC轉(zhuǎn)換效率為50%時仍然能滿足要求。對于無源設(shè)備，其輸出電容大體上可以認為與最大電流變化率呈線性關(guān)系。但此線路的AC功能不理想，故須另辟新徑，找出更好的解決方法。
圖二所提供的正是一個較理想的線路。它的輸出級采用多級MOSFET串聯(lián),它們具有相近的電氣性能參數(shù)特別是耐壓值盡量一致。以往的資料介紹過使用SIPMOS，BSS125或BSS135等N溝道MOSFET或耗盡型MOS是比較理想的。實驗表明該電路寄生電容小，允許使用高阻值的偏移電阻，而且功耗和電源成本都比較小。
（3）放大電路
3.1 多級MOSFET串接
該恒流源由12只MOSFET, Q13—Q24和連接它們的偏移電阻組成。Q13是耗盡型MOSFET，R3和R4是預(yù)偏置電阻，用來調(diào)節(jié)各級的偏移電壓；Q14—Q24 是提升電壓部分，做自動跟蹤調(diào)節(jié)電壓用，以保證各級漏源間及漏柵間電壓小于300伏，在這樣的條件下，每個單元的功耗均小于1W；同樣“吸電流”電路部分由Q1—Q12組成，他是被運算放大器輸出端電壓直接控制的。
3.2 反饋網(wǎng)絡(luò)
輸出電壓的恒定分量是通過分壓器R1,CI,R2,C2取得的，并加到高頻模擬運放芯片IC1 AD 840的反相端上，這4個元件的調(diào)整對于獲得最佳放大功能至為重要。R1,CI 必須能經(jīng)受輸出的全部電壓，元件本身參數(shù)的變化都會影響輸出電壓的線性度，同時也會導(dǎo)致諧波失真加大，電阻R1, 10MΩ必須選用WELWYN T43系列產(chǎn)品，其電阻電壓系數(shù)低，僅為10-6Ω/V，C1與R1并聯(lián)在于減少R1分布電容的影響。此外，電路中的負反饋網(wǎng)絡(luò)只靠C2無法取得良好的補償。C4是射頻微波電容，5μf，耐壓2.5KV其介質(zhì)損耗小，電壓系數(shù)也小，比較理想。未了取得較高的熱穩(wěn)定性，R2,C2均須使用優(yōu)質(zhì)器件。這樣配置可得到比較理想的頻率補償，使設(shè)備的各項指標滿足要求，最終達到預(yù)期效果。
經(jīng)測定，此系統(tǒng)的閉環(huán)增益為350.
3.3 穩(wěn)定性及補償
系統(tǒng)對小信號的響應(yīng)取決于運放與串級MOSFET輸出級（包括負載）的傳遞函數(shù)乘積。如調(diào)節(jié)不當，系統(tǒng)一旦閉環(huán)就有可能出現(xiàn)震蕩，為防止這種情況出現(xiàn)，應(yīng)當通過調(diào)整局部反饋電容C3的大小擴展放大器的頻帶，并用C4提升頻帶的高端頻率，使帶寬至少超過1MHZ。
3.4 調(diào)整電流
預(yù)置電阻R3及R4是控制來自級聯(lián)MOSFET放大器上半部的源電流，即“推電流”，用R3 調(diào)Q13的偏壓調(diào)整最大充電電流的幅度；電阻R4 決定“吸電流”的大�。ㄔ撾娏饔韶撦d流如放大器，在輸出端與推電流方向相反）。注意，在負載放電的半周期中Q13 關(guān)斷，可以看出此時的串級式MOSFET的工作狀態(tài)就和B類推挽放大器類似了，從而減低了設(shè)備的功耗，提高了電源的效率。實驗中還發(fā)現(xiàn)如R4太大，則系統(tǒng)的線性度和穩(wěn)定性受損；由于
MOS閾值電壓具有負溫度特性，故Q13 對于溫度變化也是比較敏感，這樣也就對穩(wěn)定性產(chǎn)生一些影響。第三，R5 相對于分壓器的其他電阻應(yīng)當小一些，這樣可以降低Q13 的平均功耗，從而使溫度穩(wěn)定度得到提高。
3.5 影響輸出電壓變動的因素
串級MOSFET輸出級的上下臂中的每個管子的飽和電壓在50伏左右，它相對于最大的輸出電壓來說影響不大；
可控的最大負載電流在一定程度上取決于瞬間輸出電壓，甚至在負載為純?nèi)菪詴r，流過偏流電阻的電流實際上也被串級MOSFET分流。當輸出端相對輸出中點電壓最大時，此分流電流之值約為 1.5MA，但這對于較大正弦信號的響應(yīng)特性幾乎沒有影響；如果負載中含有電阻成分，則最大充電電流值將會小一些。
運算放大器輸入端的偏移電壓的大小會影響輸出端中點的靜態(tài)電流值，建議IC2使用芯片2951可調(diào)電壓穩(wěn)壓器，而且它和信號源耦合是交流的。實驗表明此電路能保證輸出電壓的線性范圍最大化；同時保證無論設(shè)備工作在靜態(tài)或是動態(tài)時各級MOS的功耗均衡。
4、.測試方法:
從略。
5．.結(jié)論與探討
5.1 初步調(diào)試
在給定負載下為獲取最佳充電電流即最大設(shè)備效率，先將R3和R4調(diào)到適當值。為此
①將高端（HT）電壓先調(diào)到1000伏，以減小調(diào)整過程中的難度，同時也減小調(diào)整過程中的功耗；
②調(diào)輸入直流偏壓，將輸出靜態(tài)電壓為電源電壓1/2；
③R4暫調(diào)成零，R3調(diào)到最大值，輸出電流約為10MA；再調(diào)R4將工作電流減到6MA左右；
④升高電源電壓到額定，重調(diào)輸入偏壓。
⑤調(diào)反饋元件R2和C2以獲得最佳頻率響應(yīng)和閉環(huán)增益；
以上最佳狀態(tài)只是在方波小信號的情況下調(diào)得的，最后還要在大信號下細致調(diào)整。
如負載電容地域20PF，調(diào)整過程會更難一些。但無論如何，通過調(diào)整C3、C4可以在穩(wěn)定性和帶寬是能夠找到一個較好的折中方案。
5.2 小信號性能
圖三是小信號電壓增益和相位滯后對頻率的依存關(guān)系，輸入信號峰峰值為10MV,單端輸出電路的總電容為50pf,全程增益變化僅為±0.5db,頻寬1.0MHZ頻帶中點的增益量是50.8db,當頻率升到2.0MHZ,增益迅速降到4.0db。此結(jié)果符合要求。
從圖3中還可看出其相位特性，其滯后角度與頻率成正比。
5.3 諧波失真
見圖4所示是輸出電壓的二次諧波失真V(2F)相對基波V(F)的關(guān)系曲線；當輸入正弦電壓的條件下，此曲線近似是拋物線。P-P為峰峰值。從圖中可以看出在全程輸出（3.4KV）范圍內(nèi)，諧波失真小于0.04%，測試結(jié)果其他各項指標也符合要求。
5.4 輸出電容
5.5 三角波品質(zhì)指標
5.6 溫度穩(wěn)定性及噪音指標
6.結(jié)論
本文介紹的高壓高頻放大器能向電容負載以單端形式輸出峰峰值為3.4千伏的三角波電壓，充放電電流為8.0MA；并具有良好的大、小信號的響應(yīng)狀態(tài)。在大信號是諧波失真包含基波和二次諧波兩部分，在全程范圍內(nèi)小于0.04%，三角波的線性失真度為±0.01%（試驗頻率為1.0KHZ），在高頻工作條件下，相位失真是主要的。當負載電容為50pf,頻率升到7.0KHZ時，線性度降到±0.3%。
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