功率開(kāi)關(guān)對(duì)電源效率的影響
通常，高頻率運(yùn)作的開(kāi)關(guān)電源 (SMPS)允許使用小型無(wú)源組件，而硬開(kāi)關(guān)模式則會(huì)引起開(kāi)關(guān)損耗增大，為了降低高開(kāi)關(guān)頻率下的開(kāi)關(guān)損耗，業(yè)界開(kāi)發(fā)了諸多軟開(kāi)關(guān)技術(shù)，其中負(fù)載諧振技術(shù)和零電壓轉(zhuǎn)換技術(shù)都獲得廣泛使用。
負(fù)載諧振技術(shù)利用電容和電感在整個(gè)開(kāi)關(guān)期間的諧振特性，使得開(kāi)關(guān)頻率隨著輸入電壓和負(fù)載電流而變化。開(kāi)關(guān)頻率的改變，如脈沖頻率調(diào)制 (PFM) 給含有輸入濾波器的SMPS 設(shè)計(jì)人員帶來(lái)了困難。因?yàn)檫@里沒(méi)有用于濾波的輸出電感，所以輸出整流二極管兩端的鉗制電壓允許設(shè)計(jì)人員選擇低額定電壓二極管。然而，當(dāng)負(fù)載電流增加時(shí)，輸出電感的缺位給輸出電容帶來(lái)了負(fù)擔(dān)，因而負(fù)載諧振技術(shù)不適用于具有高輸出電流和低輸出電壓的應(yīng)用。另一方面，零電壓轉(zhuǎn)換技術(shù)利用的是電路寄生成分僅在開(kāi)關(guān)開(kāi)啟和關(guān)斷轉(zhuǎn)換瞬間才出現(xiàn)的諧振特性。這些技術(shù)的優(yōu)勢(shì)之一是利用了寄生組件如主變壓器的漏電感和開(kāi)關(guān)的輸出電容，因而無(wú)需增添更多的外部組件來(lái)實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)。此外，這些技術(shù)使用具有固定開(kāi)關(guān)頻率的脈寬調(diào)制 (PWM) 技術(shù)，因而，這些技術(shù)相比負(fù)載諧振技術(shù)更易于理解、分析和設(shè)計(jì)。
由于非對(duì)稱(chēng) PWM 半橋轉(zhuǎn)換器具有簡(jiǎn)單配置和零電壓開(kāi)關(guān) (ZVS) 特性，因此是使用零電壓轉(zhuǎn)換技術(shù)的最常見(jiàn)拓?fù)渲�。不僅如此，相比負(fù)載諧振拓?fù)淙?LLC 轉(zhuǎn)換器，非對(duì)稱(chēng) PWM 半橋轉(zhuǎn)換器具有一個(gè)輸出電感，其輸出電流的紋波成分小得可以由一個(gè)適當(dāng)?shù)妮敵鲭娙輥?lái)處理。由于易于分析和設(shè)計(jì)，且具有一個(gè)輸出電感，所以非對(duì)稱(chēng) PWM 半橋轉(zhuǎn)換器通常用于具有高輸出電流和低輸出電壓的應(yīng)用如PC電源和服務(wù)器電源。為了更好地處理輸出電流，往往在次級(jí)端使用一個(gè)同步整流器，因?yàn)閭鲗?dǎo)損耗可作為替代二極管損耗的電阻損耗。相比 LLC 轉(zhuǎn)換器，實(shí)現(xiàn)用于非對(duì)稱(chēng)半橋轉(zhuǎn)換器的同步整流器驅(qū)動(dòng)器更為便利，此外，電流倍增器是增加主變壓器在高輸出電流下的利用率的常用方案。
本文描述帶有電流倍增器和同步整流器的非對(duì)稱(chēng) PWM 半橋轉(zhuǎn)換器的普遍特性，并列舉一個(gè)示例及某些實(shí)驗(yàn)結(jié)果，該示例使用針對(duì)非對(duì)稱(chēng)受控拓?fù)涞墓β书_(kāi)關(guān)。
帶有電流倍增器和同步整流器的非對(duì)稱(chēng) PWM 半橋轉(zhuǎn)換器的優(yōu)勢(shì)
對(duì)于具有低輸出電壓和高輸出電流的應(yīng)用，廣泛使用電流倍增器。圖 1 所示為處于次級(jí)端帶有電流倍增器的非對(duì)稱(chēng) PWM 半橋轉(zhuǎn)換器，次級(jí)線(xiàn)圈是單端配置而輸出電感分為兩個(gè)較小的電感。為了提高總體效率，使用具有低 RDS(ON) 的 MOSFET 構(gòu)成的同步整流器 (Synchronous Rectifier, SR)。與傳統(tǒng)的中心抽頭式 (center-tapped) 配置相比，電流倍增器具有多項(xiàng)優(yōu)勢(shì)：首先，勵(lì)磁電流的 DC 成分小于或等于中心抽頭式配置的 DC 成分，因而變壓器可以使用較小的磁芯。當(dāng)每個(gè)輸出電感承擔(dān)負(fù)載電流的一半時(shí)，勵(lì)磁電流與中心抽頭式配置相似。如果輸出電感承擔(dān)的負(fù)載電流不均衡，勵(lì)磁電流就會(huì)減少。其次，次級(jí)線(xiàn)圈電流的平方根值 (root-mean-square, RMS) 小于中心抽頭式配置，這是因?yàn)閹缀跻话氲呢?fù)載電流流經(jīng)各個(gè)輸出電感。鑒于此，次級(jí)線(xiàn)圈的電流密度低，可以使用相同的磁芯和相同的線(xiàn)材規(guī)格。第三，其繞組本身較中心抽頭式方案簡(jiǎn)單，尤其值得關(guān)注的是由于變壓器線(xiàn)引腳數(shù)量的限制，可用于多輸出應(yīng)用。第四，可以更便利、有效地從輸出電感獲取 SR 的柵極信號(hào)，由于初級(jí)線(xiàn)圈匝數(shù)足夠多而變壓器次級(jí)線(xiàn)圈匝數(shù)只有少許，可從輸出電感輕易獲取適當(dāng)?shù)臇艠O電壓，如 10V 和 20V 之間的電壓。此外，單獨(dú)的輸出電感將會(huì)減輕更大磁芯的成本負(fù)擔(dān)。鑒于上述數(shù)項(xiàng)優(yōu)勢(shì)，電流倍增器是高輸出電流應(yīng)用的最常用拓?fù)渲弧?/P>
建議的轉(zhuǎn)換器運(yùn)作原理
如圖 2 所示，從供電模式 2 開(kāi)始，由于 S1 開(kāi)啟，Vin-VCb 施加到變壓器的初級(jí)端，勵(lì)磁電流 im 以斜率 (Vin-VCb)/Lm.增加，由于 SR2 關(guān)斷，LO1 的電流斜率就由 (Vin-VCb)/n 減去輸出電壓決定。另一方面，LO2 的電流以斜率 –VO/LO2減小，這是流經(jīng) SR1 的續(xù)流 (free-wheeling)。當(dāng)兩個(gè)輸出電感分享負(fù)載電流時(shí)，SR1 承擔(dān)全部負(fù)載電流。變壓器的次級(jí)繞組僅處理 iLO1 ，因而 iLO1/n 是反射到變壓器初級(jí)端的電流，它在勵(lì)磁電流上疊加，構(gòu)成初級(jí)電流 ipri。在實(shí)際上，由于漏電感的現(xiàn)象，所以 vT2 較圖 2 所示的數(shù)值稍低，但我們?cè)谶@一章段中將忽略這一情況，從而簡(jiǎn)化分析。
當(dāng)S1 關(guān)斷，則開(kāi)始模式 3，由于S2 的輸出電容被放電，故 vT1 也減小，最終，當(dāng) S2 輸出電容電壓等于 VCb. 時(shí)，它變?yōu)榱�。同時(shí)，由于 SR2 的反向偏置電壓消除，因此它的體二極管開(kāi)啟導(dǎo)通。然后，兩個(gè) SR 在這個(gè)模式中一起導(dǎo)通。S2 的體二極管在 S2 的輸出電容和 S1 的輸出電容完全放電后導(dǎo)通，由于兩個(gè) SR 均導(dǎo)通，iLO1 和 iLO2 均為續(xù)流，斜率分別為 –VO/LO1 和 –VO/LO2, ，而 vT1 和 vT2 均為零。由于 VCb 僅僅施加在漏電感上，它引起初級(jí)電流的極性快速變化。在 S2 的體二極管導(dǎo)通后 S2 開(kāi)啟， 從而實(shí)現(xiàn) S2 的 ZVS 運(yùn)作，這個(gè)模式的持續(xù)時(shí)間為
模式 4 是另一個(gè)充電模式，在各個(gè) SR 之間的換向結(jié)束時(shí)開(kāi)始，在變壓器初級(jí)端施加的電壓為–VCb ，因而勵(lì)磁電流以斜率 –VCb/Lm 減少，iLO2 的斜率為 (VCb/n-VO)/LO2。其它的電感電流是通過(guò) SR2 的續(xù)流�？蓮膱D2看出，由于異相 (out-of-phase) 作用，每個(gè)輸出電感的大紋波電流得以消除。因而，相比中心抽頭式或橋式整流配置，它可以在電流倍增器配置中使用兩個(gè)較小的電感。
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